WiFi產(chǎn)品波束成形方法研究
本文分析介紹了市場上現(xiàn)有的兩種波束成形技術(shù)，一種是天線切換陣列波束成形，另一種是基于數(shù)字信號處理 (DSP) 的波束成形。其實這兩種技術(shù)的效果都無法與相控陣技術(shù)PK，只是在802.11n/802.11ac時代，相控陣技術(shù)幾乎無法實現(xiàn)。本文介紹的兩種方法中，天線切換陣列方式以Ruckus為典型，DSP方式以思科為典型。本文轉(zhuǎn)載自思科技術(shù)白皮書，所以會看到很多關(guān)于思科的贊美。
本文認(rèn)為，兩種方法均能帶來一定程度的性能提升，但基于 DSP 的波束成形（如 ClientLink 2.0 中所采用的）效果更佳（尤其在支持客戶端很多的網(wǎng)絡(luò)時）；因此出于下列原因，我們更傾向于使用這種方法：
1簡介
隨著 802.11n 系統(tǒng)在市場中的普及，波束成形逐漸成為了企業(yè) WiFi 基礎(chǔ)設(shè)施中的重要功能。
為理解其原因，首先要指出的是基礎(chǔ)設(shè)施（無線接入點）側(cè)的 11n 無線電往往比客戶端側(cè)具有多得多的收發(fā)器。例如，一臺 11n 企業(yè)級無線接入點通常有三到四個收發(fā)器，而 11n 客戶端（如手機或平板電腦）通常只有一個收發(fā)器。甚至筆記本電腦通常都只有一兩個收發(fā)器。原因很簡單：它們都受制于尺寸和功率（有時還有成本）限制。在一臺移動設(shè)備上安裝多個天線是很困難的，而且移動設(shè)備還會受到電池電量的限制。因此，在典型的企業(yè)方案中，通常會有一臺 4×4無線接入點和一臺 1×1 客戶端。
在這樣的收發(fā)器數(shù)量的組合下，由于空間流的數(shù)量受制于連接中天線最少的一側(cè)，因而一個方向上只能傳輸一條空間流。但在傳輸單獨一條空間流時，上行鏈路性能（從客戶端到無線接入點）能夠優(yōu)于下行鏈路性能（從無線接入點到客戶端）。原因是在上行鏈路方向，無線接入點的多個收發(fā)器可以實現(xiàn)增益合并，從而帶來更強的信號。
波束成形是提高下行鏈路性能（無線接入點到客戶端）的主要方法，它利用了無線接入點上的多個 MIMO 收發(fā)器。對下行鏈路傳輸使用波束成形，往往能夠在上行鏈路和下行鏈路之間形成更為平衡的性能水平。并且由于下行鏈路方向的流量負(fù)荷通常更大，達(dá)到這一平衡能夠帶來更好的整體系統(tǒng)性能。
WiFi 企業(yè)級市場中已經(jīng)存在兩種基本的波束成形類型：天線切換陣列 (Ruckus及其模仿者) 和基于 DSP 的波束成形 (思科)。本文將探索這兩種方式的區(qū)別，并論證為什么基于 DSP 的方式更優(yōu)越。
2 波束成形的類型
如上所述，市場中存在兩種類型的波束成形。注意，這兩種方法都能提升下行鏈路方向的信號，但通常都不會對上行鏈路方向產(chǎn)生影響。
2.1 天線切換陣列
正旗通信注釋：天線切換陣列方式以Ruckus為典型。
這類波束成形的基礎(chǔ)是天線切換陣列，它可以使用多種定向天線模式。在天線切換陣列中，有一類有時稱為“點觸式二極管”陣列。簡單而言，天線模式可以通過啟用某些天線元件并禁用（接地）其它元件來實現(xiàn)天線模式的轉(zhuǎn)換。元件的啟用和禁用的結(jié)合可以產(chǎn)生不同的傳播模式。例如，如果每個收發(fā)器的天線具有 4 個元件，則每個天線可以有 15 種可能的模式。（總共本應(yīng)有 16 種模式，但禁用所有元件的模式是無效的。）如果一臺無線接入點具有 3 個收發(fā)器，每個收發(fā)器有 4 個天線元件，則理論上總共可以得到 15 x 15 x 15 = 3375 種 MIMO 模式。該方式的思路是無線接入點通過試驗不同的 MIMO 模式，識別出能夠為特定的客戶端位置帶來最佳下行性能的 MIMO 模式。
另一種天線切換陣列具有單獨的元件，這些元件都是定向的，并以一種扇形的方式排列。例如，圍繞無線接入點設(shè)置六個天線，每個天線覆蓋 60 度的區(qū)域，并具有兩種極性，則可以形成十二個天線的配置。無線接入點可以再次試驗?zāi)囊环N天線元件的組合能夠提供最佳的下行性能。
人們可能會產(chǎn)生一種疑問：除了下行鏈路方向，定向天線模式可以用于提升上行鏈路方向的增益嗎？ 通常的回答都是“不能”，至少對于上行鏈路數(shù)據(jù)包（而非 ACK 數(shù)據(jù)包）來說是這樣的。在如圖 2 所示的企業(yè)級方案中，一臺特定無線接入點上連接有許多客戶端，所以該無線接入點并不知道接下來哪一個客戶端將傳輸數(shù)據(jù)包。因此，處于接收模式下的企業(yè)級無線接入點不得不使用全向天線模式，因而無法得到定向增益。如果選擇定向模式作為接收模式，在對下一個傳輸數(shù)據(jù)的客戶端判斷錯誤的情況下，還會對性能產(chǎn)生負(fù)面影響。下圖說明了為什么定向天線模式不能用于上行鏈路流量。
2.2. 基于 DSP 的波束成形
這類波束成形并不需要天線陣列，而是使用更傳統(tǒng)的每個收發(fā)器一個天線元件的配置。與天線切換陣列不同，這種方法使用 DSP 技術(shù)，對各天線上傳輸?shù)男盘柕南辔缓筒ǚüβ剩┻M行調(diào)整。通過改變所傳輸信號的相位和波幅，無線接入點能夠作出調(diào)整，使得客戶端收到的信號得到建設(shè)性干涉，從而提高客戶端處的信號質(zhì)量。
2.2.1. DSP 波束成形的工作原理
要理解其工作原理，請先看一個例子。在該例中，一臺只有一個收發(fā)器的 802.11a/g/n 客戶端向一臺帶有四個 MIMO 收發(fā)器的思科 802.11n無線接入點發(fā)送上行鏈路數(shù)據(jù)包。當(dāng)無線接入點收到數(shù)據(jù)包時，它實際上收到了四個不同的信號（每個接收天線收到一個）。所接收的每個信號的相位和波幅都是不同的，這些參數(shù)取決于無線接入點上的天線和客戶端上的天線之間的空間（或路徑）的物理特性。使用信號處理后，通過調(diào)整所接收信號的相位和波幅以形成可能得到的最佳信號，無線接入點能夠?qū)亩鄠路徑接收到的四個信號合并成一個增強的信號。對于單個數(shù)據(jù)流傳輸，完成這一合并工作的算法稱為最大比合并 (MRC)。對于多空間流傳輸，情況要復(fù)雜一些，但基本算法可稱為 MIMO 均衡。圖 3 展示了 MRC 在補償任意接收路徑衰減并生成總體優(yōu)良信號方面的優(yōu)勢。 下圖展示了MRC算法如何提升接收質(zhì)量。
DSP 波束成形技術(shù)在此基礎(chǔ)上更進一步提升了下行鏈路方向的性能，即讓客戶端能夠更清楚地接收到來自無線接入點的信號。在 WiFi 中，該信道是可反向的（即從無線接入點到客戶端與從客戶端到無線接入點是相同的），這是因為接收和傳輸都在相同的信道頻率和天線上進行。由于無線接入點知道能使自己的接收器接收到最佳信號的相位和波幅，它也可以使用同樣的相位和波幅（稱為“權(quán)重”）來優(yōu)化傳輸回特定客戶端的信號。經(jīng)過 DSP 波束成形算法的處理，客戶端在其唯一的天線上也能接收到經(jīng)過增強的最佳信號。確保 MIMO Tx 信號的相位一致性，使客戶端接收到最佳信號。
注意，802.11a/g/n 信號使用的調(diào)制方案稱為正交頻分復(fù)用 (OFDM)，該方案使用多個子載波。由于這些子載波在頻率上被分隔，每個子載波在無線接入點和客戶端之間會存在信道特性上的差異。因此，各子載波的相位和波幅將分別計算和存儲。我們隨后會在 DSP 波束成形的優(yōu)點一節(jié)中再次討論這一點，因為這是帶來 DSP 波束成形的性能增益的主要因素。
2.2.2. DSP 波束成形適用于任何客戶端
需要強調(diào)的一點是，2.2.1 節(jié)中闡述的 DSP 波束成形技術(shù)在實施時無需在客戶端一側(cè)安裝任何特殊的硬件或軟件功能。因此，這一波束成形技術(shù)適用于任何現(xiàn)有的 802.11 a/g/n 客戶端。這類 DSP 波束成形的代表之一是思科的ClientLink 2.0 技術(shù)。它實施于思科 3600 /2600/1600 系列無線接入點中，兼容任何客戶端（且能夠支持多達(dá) 128 臺802.11 a/g/n 混用的客戶端）。請勿將這類波束成形與多種屬于 11n 標(biāo)準(zhǔn)的可選波束成形混淆，后者通常不會在客戶端中實施。11n 標(biāo)準(zhǔn)的波束成形方法要求接收設(shè)備（客戶端）與傳輸設(shè)備 (無線接入點) 共享信道狀態(tài)信息，否則波束成形無法工作。由于在實際情況中，客戶端極少安裝（或啟用）對 802.11n 波束成形的支持，因此目前它能提供的實際好處有限，且預(yù)計這一情況在將來也不會有什么改觀。
802.11ac 標(biāo)準(zhǔn)也定義了一種可選的 DSP 波束成形方法，這一方法預(yù)計能在客戶端中得到更廣泛的支持。但不幸的是，11ac 并不與 11n 芯片集向后兼容。因此，11ac 波束成形僅能在使用 11ac 無線接入點和 11ac 客戶端且兩者同時支持 11ac 波束成形的情況下帶來優(yōu)勢。
注意，某些供應(yīng)商聲稱，由于客戶端的 Tx 路徑和 Rx 路徑存在差異，降低了信道的可反向性，所以沒有客戶端參與的 DSP 波束成形的效果欠佳。這一說法是具有誤導(dǎo)性的，因為 Rx 路徑對于波束成形的性能影響甚微？罩袀鬏斝诺乐形ㄒ恍枰邆淇煞聪蛐缘牟糠质强蛻舳说奶炀與無線接入點的 Rx 和 Tx 之間的部分。因此，要保持可反向性，無線接入點只需校準(zhǔn)其自身的 Rx 和 Tx 路徑之間的差異（思科已經(jīng)做到了這點），且客戶的 Tx 相在波束成形矩陣的計算中已完全將自身抵消。
3DSP 波束成形相比較于天線切換波束成形的優(yōu)勢
雖然通過天線切換實現(xiàn)波束成形的方法的確能帶來一些好處，但基于 DSP 的波束成形仍然具有顯著的優(yōu)勢。本節(jié)將闡述其中的主要優(yōu)勢。
3.1.1. 子載波單獨優(yōu)化
如前所述，DSP 波束成形的第一個主要優(yōu)勢是能夠在子載波的級別上優(yōu)化信號。請記住，40 MHz 802.11n 信號具有 114 個子載波（數(shù)據(jù)和前導(dǎo)），而 80 MHz 802.11ac 信號具有 242 個子載波。OFDM 信號的載波分散在這些范圍寬廣的信道中，而在不同的頻率下，信號的反射方式也大不相同。如圖 3 所示，在 1 MHz 下進入信道時，應(yīng)當(dāng)強調(diào)天線 1，然而在 16.5 MHz 下進入信道時，卻應(yīng)強調(diào)天線 3 而非天線 1。
因此，天線模式事實上應(yīng)針對每一個子載波分別優(yōu)化（至少應(yīng)針對載波組）。在只有一個外部天線陣列時，對于所有子載波僅能使用一種模式。這自然導(dǎo)致該解決方案出現(xiàn)了妥協(xié)，它只能在整體上嘗試選擇最佳的模式，卻無法針對各個子載波單獨優(yōu)化。
3.1.2. 巨量模式能夠適應(yīng)復(fù)雜的室內(nèi)反射環(huán)境
天線切換陣列技術(shù)的供應(yīng)商吹噓他們能夠從數(shù)千種天線模式中任選其一，來優(yōu)化傳向客戶端的信號。如前所述，對于三個各自配有四個天線元件的收發(fā)器，可選的模式確有數(shù)千種。
但我們來看看 DSP 方式。一根天線上的單個子載波組的波束成形權(quán)重是一個 16 位值，這個值即為波幅和相位的編碼。如果有 4 根天線，該值就會變成 64 位，即每個子載波組 1019（40 億 x 40 億）種天線模式。對于 40 MHz802.11n 信號的 30 個載波組，總的模式數(shù)則為 10578。（除了這些波束成形模式，DSP 軟件還能為各空間流選擇不同的分發(fā)功率。）因此可以看到，DSP 波束成形方法在選擇最佳模式上具備極大的靈活性。
這對于室內(nèi)環(huán)境而言尤為重要，因為在這些環(huán)境中可能存在成千上萬次信號反射。事實上，視距中的信號路徑往往并不顯而易見或帶來最強的信號，因為信號會穿透障礙物（如墻壁）。要優(yōu)化這一異常復(fù)雜的信號，必須使用巨量模式，才能得到最佳信號。由于天線切換陣列的模式數(shù)量有限，它們不得不采用的模式往往會削弱部分反射路徑的信號。
3.1.3. 更快地獲得最佳天線模式
天線切換陣列方法的重大劣勢之一是無法很快地確定最佳天線模式。在使用天線切換陣列時，為了確定最佳模式，無線接入點必須掃描可用的模式集，并衡量哪種模式似乎具有最佳的表現(xiàn)（通過數(shù)據(jù)包成功率或達(dá)到的 MCS 率來確定）。這一掃描過程將占用一些時間，這在客戶端不斷移動或環(huán)境變化劇烈（例如房間中有人員走動），或需要支持大量客戶端的情況下尤其成問題。
相反，DSP 波束成形僅憑一個上行鏈路數(shù)據(jù)包就能獲得最佳模式。只需運行 MRC（對于多流傳輸則運行 MIMO均衡算法），無線接入點就立即能知道通向客戶端的信道，從而確定應(yīng)使用的最佳波束成形模式。因此，DSP 波束成形方法在幾微秒內(nèi)就能得到最佳模式，而天線切換陣列方法則需要幾毫秒至幾秒的時間（取決于客戶端數(shù)量）才能獲得。所以，直接的結(jié)果是 DSP 波束成形對于快速變化的射頻環(huán)境支持更佳，且在該環(huán)境中能夠支持的客戶端數(shù)量也更多。
3.2. DSP 波束成形的其它物理優(yōu)勢
3.2.1. 相較于天線切換陣列，DSP 波束成形具有 更好的擴展性
如前所述，天線切換陣列方法要求每個收發(fā)器具有多個天線元件。例如，對于 3 個各有 4 個元件的收發(fā)器，總共需要 12 個天線。
在 802.11n 和 802.11ac 系統(tǒng)中，不斷增加收發(fā)器已經(jīng)成為一種趨勢。例如，早期的 802.11n 無線接入點有兩到三個收發(fā)器，而現(xiàn)今的頂尖企業(yè)級無線接入點已經(jīng)配有四個收發(fā)器。而隨著 802.11ac 的第 2 波發(fā)布，還可能出現(xiàn)超過四個收發(fā)器的系統(tǒng)。（11ac 標(biāo)準(zhǔn)定義了最多八個空間流，而這需要至少八個收發(fā)器才能實現(xiàn)。）隨著收發(fā)器數(shù)量的增長，天線元件的數(shù)量也呈倍數(shù)級增加。對于天線切換陣列方法，這將造成體積和成本上的難題。
3.2.2. DSP 波束成形無需射頻開關(guān)
天線切換陣列方法的第二個物理缺陷在于切換開關(guān)自身。這些開關(guān)是啟用或禁用單個天線元件以形成模式的必要部件。它們會造成傳輸信號的損失，而這也在一定程度上抵消了為客戶端選擇良好的定向模式所帶來的增益。DSP 波束成形方法不使用切換開關(guān)，因而不存在因為開關(guān)引起的信號丟失。
4 兩種波束成形方法的其它比較
4.1. 隱藏節(jié)點
在任何 WiFi 部署中都存在一個有趣的問題：隱藏節(jié)點。如果您不清楚什么是隱藏節(jié)點，我們將在此作一簡要介紹。您也可以參閱圖 5 中的說明。假設(shè)有 3 個排成一排的設(shè)備，A、B 和 C。設(shè)備 A 正在向設(shè)備 B 傳輸數(shù)據(jù)。設(shè)備 C距離很遠(yuǎn)，以至于它并不知道 A 正在傳輸數(shù)據(jù)，于是它也同時開始傳輸。不幸的是，B 離 C 很近，于是來自于 C的傳輸干擾了 B 偵聽 A 的能力。
天線切換陣列將更多的能量集中在一個方向上發(fā)送，更容易導(dǎo)致第三臺設(shè)備無法偵聽到無線接入點向客戶端的傳輸從而對該傳輸造成干擾，因此這種方法反而會引起更多的隱藏節(jié)點問題。
與之相反，DSP 波束成形則不會增加隱藏節(jié)點問題。原因是在通常的室內(nèi)多路徑環(huán)境中，DSP 波束成形并不會完全向一個定相方向發(fā)送信號。相反，對于每個子載波，信號的傳播方向都是不同的，因此在整體上形成了眾多的方向。從某種意義上講，對這一效應(yīng)最簡單的類比是將無線接入點（在特定頻率段）上的覆蓋范圍想象成一片瑞士奶酪。請參閱圖 6。奶酪中的孔洞就是相消干涉偶然造成信號衰減的區(qū)域，在這些區(qū)域中信號等級很低。DSP 波束成形就像旋轉(zhuǎn)對應(yīng)頻率段的奶酪片，使得孔洞始終與接收信號的客戶端的位置錯開。通過移動這些孔洞，整體性能也顯著提高了。
然而旋轉(zhuǎn)奶酪片對其它客戶端會造成什么影響？ 這是完全隨機的，在大多數(shù)情況下不會造成什么影響，有時會增強信號，有時又會減弱信號。但由于整體影響是隨機的，因此不會增加隱藏節(jié)點的數(shù)量。
4.2. 干擾抑制
某些天線陣列供應(yīng)商聲稱，根據(jù)信號模式中的“前后比”增益，天線切換陣列還能在干擾抑制上帶來優(yōu)勢。
這一論斷是有誤導(dǎo)性的，因為如前所述，在企業(yè)環(huán)境中，只有在同已知的客戶端通信時，才能在下行鏈路方向使用定向天線模式。如果無線接入點處于 CSMA（載波偵聽多路訪問）偵聽狀態(tài)下，則是無法實現(xiàn)的。原因在于在企業(yè)環(huán)境中，一個無線接入點幾乎總是要服務(wù)于多個客戶端。在 CSMA 偵聽狀態(tài)中，必須使用全向模式，因為無線接入點不知道下一個將進行傳輸?shù)目蛻舳耸悄囊粋。在全向模式下工作時，天線陣列不會有定向優(yōu)勢，因而也無法實現(xiàn)干擾抑制。
4.3. 極化增益
對于天線陣列，方法之一是使用極化的天線元件，這樣陣列就可以在不同極性的模式間選擇。信號的極化會造成影響。例如，由于手機天線的極化，為了播放視頻而側(cè)放的手機與其被豎直拿起時的性能是不同的。
但極化效應(yīng)通常僅限于視距環(huán)境，如室外。在室內(nèi)的多路徑環(huán)境中，多個路徑會引起大量極化差異，因此極化天線元件的優(yōu)勢也被大大削弱了。
5兩種波束成形方法的增益分析
最后，波束成形解決方案的真正優(yōu)勢可以通過向特定客戶端發(fā)送的信號的平均增益來衡量。
5.1. 天線切換陣列波束成形增益
對于天線切換陣列，增益來自于所選擇的天線模式的定向增益。由于不同的時刻所用的模式也不同，我們可以看看多種模式的平均定向增益。但請注意，對于室內(nèi)多路徑環(huán)境，需要減去幾 dB，因為即便在最佳模式下，某些原本能夠到達(dá)客戶端的反射信號也會被衰減。
在此我們以 Ruckus 7982 無線接入點為例，該無線接入點聲稱其“自適應(yīng)天線增益”可達(dá) 6 dB。注意，對于 7962，Ruckus 還聲稱能夠通過基于標(biāo)準(zhǔn)的 802.11n 波束成形獲得額外 3 dB 的增益。如 2.2.2 節(jié)中所討論的，這一論斷是非常理想化的，因為沒有有客戶端配備了 11n 標(biāo)準(zhǔn)的波束成形。Ruckus 指出，這一增益將在“未來幾年中客戶端普遍獲得兼容性”后實現(xiàn)。然而這一假設(shè)可能并不現(xiàn)實。因為沒有明顯的跡象表明在未來的任何時間 11n 客戶端會加入對 11n 波束成形的支持。
5.2. DSP 波束成形增益
對于 DSP 波束成形，可以探討一下基于信道數(shù)學(xué)模型的理論。某些增益是“陣列增益”，而另一些則是均衡信道的結(jié)果。陣列增益指的是實際波束模式的方向性。換句話說，陣列增益是波束形成器將波束“指向”客戶端的能力。陣列增益可按如下方式直接計算：
GArray = 10Log10(nTx/nSS)
雖然陣列增益在 RSSI（接收信號強度指示）中能為客戶端帶來不錯的提升，但它無法為在整個信號帶寬中存在不均勻的 RSSI 的客戶端帶來相同的優(yōu)勢。在大多數(shù)非視距 (NLOS) 環(huán)境中，空中信道在整個 40-MHz 信道中變化劇烈，通常被稱為頻率選擇性衰減信道。因此，即使某一組子載波能夠良好地接收信號，另一些子載波組收到的信號的功率也常常明顯低于其他子載波組（如圖 3 所示，衰減可達(dá) 30 dB 甚至更多）。這些嚴(yán)重的頻率選擇性衰減正是對子載波逐一進行波束成形極其重要的原因。
由于客戶端通常并沒有多余的可用于 MIMO 均衡的接收天線，提升信道質(zhì)量的重任便落在了無線接入點波束形成器上。而這正是 DSP 波束成形的強項，因為它能夠針對各個子載波組分別進行波束成形。
雖然陣列增益可以直接計算，但確定整體波束成形增益（包括子載波逐一增益）卻無法僅通過計算得到，而需要用信道模型模擬。例如，使用下列模型參數(shù)進行模擬：
6天線切換陣列無線接入點和基于 DSP 波束成形無線接入點的性能測量結(jié)果對比
為了為這些對比提供具體的數(shù)據(jù)，我們將比較兩款使用兩種不同的波束成形方法的企業(yè)級無線接入點。
對于天線切換陣列方法，我們選擇了 Ruckus 7982 無線接入點。7982 是一款 802.11n 無線接入點，配備 12個天線元件，共 3 個收發(fā)器，工作頻率為 5 GHz。
對于 DSP 波束成形方法，我們選擇了思科的 3602i 和 3602e 無線接入點。3602i 是一款 802.11n 無線接入點，帶有四個收發(fā)器和內(nèi)置的全向天線元件，并配備稱為 ClientLink 2.0 的 DSP 波束成形技術(shù)（該技術(shù)適用于所有802.11a/g/n 客戶端）。3602e 與前者相同，但全向天線是外置的而非內(nèi)置。
6.1. 測量結(jié)果
下行 TCP 吞吐量
7總結(jié)
如本文所述，波束成形逐漸成為 802.11n（及其后）企業(yè)級無線接入點的重要功能，因為它能夠幫助平衡上行鏈路和下行鏈路的性能，并提高網(wǎng)絡(luò)的容量。
目前市面上有兩種波束成形實現(xiàn)方法：天線切換陣列和 DSP 波束成形。雖然兩者都能帶來一些好處，但事實證明DSP 波束成形方法能夠提供許多優(yōu)勢（包括更好的性能），因而使其成為了目前的首選解決方案。
編輯：admin 最后修改時間：2017-09-17
